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李 研，谢永斌
(西安邮电大学 通信与信息工程学院，西安 710061)

基于改进的VCFR物理层上行共享信道估计方法研究
李 研，谢永斌
(西安邮电大学 通信与信息工程学院，西安 710061)
针对DFT的信道估计算法不能解决由于信道信息能量在时域的拓展造成误去除有效信号径而导致的性能下降问题，研究了一种通过添加虚拟频率响应的信道估计算法[7]；然而这种方法不能满足LTE物理层上行共享信道复杂的环境；故提出了一种采用新的窗函数和差异化去噪策略的改进的添加虚拟频率响应的信道估计算法；该算法具有较高的频带利用率，高速率传输能力和多路径衰落影响小等优点，所以在无线通信系统中得到了广泛的应用；理论分析和仿真验证
表明，该算法能够有效地提高信道估计精度和系统性能，使得系统的误码率最大约提升2个dB左右，系统吞吐量较3GPP协议所要求的提升约4 dB左右。
信道估计；物理层上行共享信道；虚信道频率响应；差异化去噪策略
0 引言
正交频分复用( OFDM) 技术由于其可以抵抗频谱选择性衰落，高效的频谱资源利用率和接收机较低的实现复杂度而广泛应用在无线通信系统中。在LTE上行发送链路,每个子帧中插入了一个或多个导频信号,即解调参考信号(DMRS),因而现有对LTE信道估计算法的研究主要集中于基于导频的非盲信道估计。基于导频的信道估计方法可大致分为三类：基于最小二乘法(LS)的信道估计算法、基于DFT变换域去噪的信道估计算法以及基于最小均方误差准则(LMMSE) 的信道估计算法。LS信道估计是在获取到的DMRS基础上,与本地产生的Zadoff_Chu序列相除得到频域信道冲击响应(CFR)。LS算法实现简单,但是抗噪声影响能力弱,在低信噪比环境下性能表现差。为了减少噪声的影响,引入了一种基于DFT变换域去噪的信道估计算法,该算法以LS估计算法为基础,将LS估计得到的CFR通过离散傅里叶变换之后,在时域对CIR进行去噪处理。MMSE信道估计抗噪声能力强,可实现较低的均方误差(MSE)。但是MMSE算法需要信道信息,实现复杂度过高,因而并不适合运用于工程实践。从而基于DFT的信道估计算法在OFDM系统中被广泛应用。但是该算法依然不能由于信道信息能量在时域的拓展造成误去除有效信号径导致的性能下降问题。因此，一种通过添加虚拟频率响应的信道估计算法被提出[6]。然而这种方法不能满足LTE物理层上行共享信道复杂的环境。因此文中提出了一种改进的添加虚拟频率响应的信道估计算法。
该算法具有较高的频带利用率，高速率传输能力和多路径衰落影响小等优点，所以在无线通信系统中得到了广泛的应用。
在本文提出的新算法中,设计了一个新的升余弦窗函数进行频域平滑处理,同时采用一种全新的差异化去噪策略进行时域去噪处理。新算法解决了传统的基于DFT信道估计算法的“边界效应”问题,大量的仿真表明本文提出的算法相比原有算法具有非常好的性能提升。文中第一部分将介绍LTE物理层PUSCH的信道处理模型及添加虚拟频率响应的信道估计算法。文中第二部分将对改进的添加虚拟频率响应的信道估计算法进行描述。仿真结果以及数据将在文中第三部分描述。
1 系统模型及VCFR信道估计
LTE PUSCH模型
在LTE PUSCH信道中每个时隙都插入了解调参考信号(DMRS)作为导频信号，在常规CP模式下它分布在第4个和第十个SC-OFDM符号上。DMRS用于上行接收的信道估计。
图1 PUSCH信道处理模型
LTE PUSCH信道处理处理过程如图一所示。为了消除多径传输引起的符号间干扰(ISI)，LTE的循环前缀长度要比最大多径时延大一些。子载波个数根据带宽变化，在LTE上行链路中,针对不同的应用场景,CP长度有常规CP及拓展CP两种模式。CP长度的设置保证了在对应场景中,时域信道冲击响应CIR长度不超过CP长度,以消除多径传播引起符号间干扰(ISI)。假设SC-FDMA符号添加的CP长度为NCP。LTE中有不同的带宽配置,20 M时, SC-FDMA符号中子载波数目为2 048, 10 MHz带宽时为1 024。本文假设每个SC-FDMA符号使用的子载波为NSC。则对于第l个SC-FDMA符号中时间连续信号可表示为:
(1)
其中:Xk,l表示资源栅格(k,l)中的内容,Δf是子载波间隔,此处为15 kHz,Ts为LTE系统中的基本时间单元。
为了简化分析过程，发送端的离散信号可以表示为
(2)
其中:Xk,l为第l个SC-FDMA符号上的第k个子载波。在接收端,接收到的第l个SC-FDMA符号上的第k个子载波可表示为
(3)
其中:Hk,l为第l个符号上第k个子载波的频域信道冲击响应CFR, nk,l为高斯白噪声。
假设多径信道径数为L,用τi表示第i径的时延,用hi表示第i径的幅度响应,则时域的信道冲击响应CIR可表示为:
(4)
其对应的频域信道冲击响应CFR表示为:
(5)
VCFR信道估计算法的基本处理流程
基于VCFR拓展频域加窗的信道估计算法其处理流程框图如图2所示。
图2 VCFR信道处理流程框图
VCFR信道估计算法的基础是LS估计。通过LS信道估计器可获得LS估计的输出
(6)
添加VCFR之后，扩展的CFR成一窗函数W结果如下：
(7)
M表示添加VCFR之后的CFR的长度。
文献[7]中讨论了多种窗函数，其最后采用的窗函数表示如下：
(8)
但是通过分析,发现这种窗函数在信道冲激响应边缘有个跳变,如下图所示,这不利于信道估计。
图3 窗函数幅度相应对比图
在论文[3]中,提出了一种在虚子载波区域添加虚导频(VP)减少边缘效应的影响。文献[4]提出了一种低复杂度的基于虚频域信道冲击响应(VCFR)拓展的信道估计算法。通过拓展VCFR,可减少能量的泄露,使得时域信道冲击响应(CIR)的有效径集中于较小区域,同时将“边缘效应”移到添加的虚子载波位置,在后续处理中,将去除添加的虚信道冲激响应(VCFR),这就避免了 "边缘效应”对有效CFR的影响。通过VCFR拓展,该算法在MSE及BLER性能上比传统DFT算法更优。文献[7]中,讨论了一种在VCFR拓展基础上,并通过频域加窗处理,通过IDFT换到时域后,对CIR采用MST去噪算法[4]去除噪声及干扰的新算法。该文献中对比了各种频域加窗函数后的MSE指标,验证了加窗函数对进一步使CIR集中的作用。但是,文献[7]提出的窗函数在VCFR与实际信道冲击响应边缘不平滑会导致性能下降,另外文献[7]中采用的去噪算法,需要确定最大径数,使得该算法对多种信道的适用性变差。
2 改进的VCFR信道估计算法
本小节将介绍本文提出的一种改进的基于VCFR拓展的信道估计算法。该改进的信道估计算法通过使用新的实数窗函数和新的适用于VCFR拓展信道估计算法的去噪策略对原有算法进行改进。改进的信道估计算法如下。
1)频域添加VCFR：
(9)
其中:Nac表示实际使用CFR长度,Nvc表示添加的虚子载波长度。
经过VCFR拓展后的频域信道冲激响应可以表示为:
(10)
VCFR拓展过程可按如下图所示:
图4 VCFR拓展过程
本文采用的是一种升余弦窗函数,其表示如下:
(11)
2)时域去噪：
采用差异化去噪策略成去噪步骤之后,CFR 去噪过程数学表达式如下:
(12)
时域去噪算法可以大致分为两步骤：
(1)在OFDM系统中,可认为信道冲击响应(CIR)的长度小于循环前缀的长度,因此在传统的基于DFT去噪的信道估计算法中都把CIR中位置大于等效CP长度Lequ_cp的信道估计值置0来完成去噪。如图4所示,中间区域为噪声区域,两侧有有效的CIR径区域。
图5 CIR有效冲击响应
VCFR算法中,CIR有效径相比不进行VCFR拓展情形会有一个明显的延拓,如图6所示。
图6 在EVA5HZ信道下理想CIR与VCFR算法估出CIR对比
在图5中可以看到,在基于VCFR拓展的信道估计算法中,之前处理时添加的虚信道冲击响应导致CIR在时域的延展。为保证所有信号有效径都在等效CP长度内,需要采用一个拓展的等效CP 长度,去噪时采用了一个拓展的等效CP长度,其表示如下:
(13)
(14)
式14中k值对应区域为噪声区域,即k的取值范围应该满足闭区间[Lequ_cp_exp and,Nac+Nvc-Lequ_cp_exp and]
同时,在认定为有效CIR区域统计CIR最大值MaxpowervalidCIR
(15)