LLC谐振控制---PFM模式控制.pdf

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PFM 电压模式控制
在 PFM 调制方式中， 误差放大器的输出电压Vea 用来改变压控振荡器的频率，从而产生固
定占空比的驱动脉冲，如图 1，为通用的电源管理芯片内部的振荡器，振荡器的频率由下式
决定：
（1）
将 RT 变成一个由输出电压控制的可变电阻，即可实现PFM 调制；下面分别介绍由通用电
压型控制芯片和专用的LLC电压型控制芯片实现 PFM 的电路。

图 1 通用电源控制芯片的内部振荡器
PFM 控制，通用电源控制芯片很多，如：SG3525，
TL494 等系列，下面以TL494 说明 PFM 调制的具体实现方法：

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图 2 TL494 内部结构示意图

图 3 TL494 的 PFM 电压模式控制实现
如图 2，图 3，由 R4 ，R5 从基准电压 VF 处分压，使得占空比始终保持为将近50%，
频率调节过程如下：
输出功率 Po ↑,即负载阻抗 RL ↓，导致输出电流Io ↑,从而输出电压Vo ↓,VF ↓,电流型误
差比较器的输出IJ ↓，光耦原边电流ID ↓，光耦副边A 到 GND 的等效阻抗 Req ↑，从而连
接与 RT 端口的总阻抗 ↑，根据式（ 1）可知，振荡器的振荡频率 ft↓,此时
LLC网络的直流增益M 增大，从而输出电压增大，达到稳压的目的。
LLC拓扑的应用越来越广泛，很多公司开发了专用的LLC的电源管理芯片，但
这些芯片无一例外的都采用电压模式控制方式，即将输出电压反馈后控制振荡器的频率，下
面以 ST 的 L6599 为例说明其 PFM 实现方法：
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图 4 L6599 内部结构示意图

图 5 L6599 的 PFM 电压模式控制实现
由图 4，图 5 可以看出，专用芯片L6599的 PFM 实现方法和采用TL494及分立元件
电路一样，通过输出电压调整RFmin 脚的等效阻抗，从而改变振荡器的振荡频率；为了保
证 LLC电路的稳定运行，L6599 芯片增加了很多保护功能：
（1） 槽路过电流保护，通过在Cs 端的电压采样，由电容C13 分压，将原边平均电
流信号送入第6 脚 ISEN 脚， ，分别
启动软起电容放电以及关闭芯片；
（2） 空载与轻载保护，通过第5 脚 STBY 检测到输出电压过高时，启动打嗝保护输
出模式；
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（3） 软起，通过连接在第4 脚 RFmin 和第 1 脚 Css 之间的 R20 和 C14 进行开机软
起，以及故障后的软起，避免起动时的过电压；
（4） 网压波动保护，通过第 7 脚 LINE 脚检测输入端的网压变化，网压过低过高时，
重新软起或者关闭芯片输出；
（5） 另外还可以通过第8 脚的 DIS 控制芯片的关闭。
从专用芯片 L6599的多重保护功能可以看出，LLC谐振变换器的电压控制方式的缺陷
和局限性：
（1） 电压模式的采样点是输出电容Co 的正端，其采样信号为几个周期的电压平均
值，其采样信号不能反映电压的及时性；
（2） 电压模式控制法不对电流进行控制，当然有多种通过辅助电路实现限流的方法，
如通过检测过流使脉冲宽度缩窄或使脉冲立即终止等，但是这些方法也不是及
时的，总会有几个周期的延时，这会导致开关管或者整流管的过渡损耗和过大
的电流电压尖峰；
（3） 电压模式对于输入网压的变化没有相应的调整措施，当输入网压变化时，变压
器，整流管，滤波电容，输出电压采样，误差放大器放大，延时以后才能通过
改变频率改变谐振网络的直流增益，最终实现稳压或者恒流的目的；这种输入
网压变化必须传递到输出方能进行调制的机理，使得控制器对网压的调整速度
很慢，如果出现网压过低时，原边的槽路电流可能出现浪涌，从而造成开关管
损坏；
（4） LLC谐振变换器的谐振槽路中的元件 Lr,Cr,Lm，变压器在稳态运行时，不断地
经历存储能量和释放能量的过程；在超过 500W的大功率输出场合，其槽路电
流将会变得很大，对于磁性元件 Lr,Lm,变压器，如果不能对其电流进行控制，
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就很容易发生直流饱和或者磁偏饱和的现象，从而导致原边直通，烧毁开关管，
这也就是电压模式控制芯片一般推荐用于500W以下的中小功率的主要场合的
原因。
为了克服以上缺陷，必须寻求更加合适的控制方法，从而保证在大功率场合，LLC,谐
振变换器的稳定可靠的运行。

PFM 电流模式控制
在 PWM 电流模式的最大特点就是，将原边电流的及时信号采样后与电压比较器的输出电压
比较，其交点决定了PWM 的宽度；然而如何由电流信号Vi与误差放大器输出信号Veao,
来决定 PFM 的频率，并且这个决定过程是及时的，或者说只经历很少的延时，其相应应该
远远快于电压模式的平均值调制方式，这是一个没有得到普遍解决的难题，本文在大量实验
基础上，提出一种由通用电流控制芯片和分立元件实现的 PFM 电流模式控制方式，解决了
这个难题，且在工业生产中验证此 PFM 电流模式控制器的稳定性，可靠性，以及系统的快
速响应能力。
由上文的 PFM 电压模式控制的分析可知，变频就是通过改变接在控制芯片 RT 脚的电
阻的等效阻抗实现的，如图 1，然而这种变频方式只能适用于平均模式，而及时控制模式可
以通过改变灌入（或抽出）电容 CT 中的电流来进行变频。
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图 6 UC3846 电流型控制芯片内部结构示意图

图 7 PFM 电流控制模式控制实现
图 6，图 7 是使用通用的电流控制芯片UC3846 实现 PFM 电流控制的原理图：
控制芯片与副边输出供地，与原边隔离；其中Vo 为输出电压，通过采样电阻R12 和
R13 分压，反馈到误差放大器的反相端；槽路中的电流iLr通过电流互感器T1采样，二极
管 D1 ，D2 ，D7 ，D8 进行整流，再经过一级RC 滤波，加到电流放大器的输入端C/S+ 和
C/S- ；DRVA 和 DRVB 为驱动信号，通过驱动变压器驱动半桥或者全桥LLC的 MOSFET；
SD 为故障关机信号，高电平有效，,芯片软起复位，重新软起，开关管的驱
动信号的频率从高频率向环路确定的频率软起，以避免起动时的电压和电流过冲。
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软起由 R2 和 C2 实现，其中 R2 的大小确定了最大的开关频率，故障发生时，由Q1
对 C2 放电，重新软起；接在 CT 端的电容为振荡器的电容，灌入 CT 的电流由两部分组成，
一部分为芯片内部振荡器的恒流源提供，另一部分由 Q3 提供，这是实现变频的关键，由稳
压管 D5 ，电容 C8 ，二极管 D6 ，将驱动信号下降沿的微分信号取出来，在每半个周期，驱
动脉冲结束时，往电容 C2 中冲入大电流，是振荡器在很短的时间里跳转，从而保证每半个
周期占空比在85%~95% 之间，符合 LLC半桥与全桥驱动脉冲的要求，用PSPICE对图 7
中的 A,B,C 三点进行仿真，其电压波形如图8 所示。

图 8 A,B,C 各点的电压波形图
当负载 Po 增大时，输出电压Uo 降低，误差比较放大器的输出电压 Veao 增大，电压
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波形与 Veao 的交点延迟，驱动脉宽变宽，每一个半周期的时间是由电流采样电压Vi 与 Veao
的交点时刻来决定，交点越迟，脉冲越宽，从而半周期时间越长，频率越低，LLC谐振网
络的增益变大，从而拉高输出电压，达到输出电压恒定的目的。反之，交点时刻越早，脉冲
越窄，半周期时间越小，频率越高，从而实现了变频的目的，并且从图8 的 C 点电压可以
看出，在每个半周期时间里面，占空比时钟保持在85%~90% 以上，满足 LLC驱动脉冲的
要求。
此 PFM 电流模式控制方法与 PWM 电流模式控制一样，属于单周期控制，满足了电流
模式对原边电流的及时控制，从而使得变换器的输出电压跟随的是调制的恒流脉冲的及时信
号而非输出的平均电压信号；在小信号下，输出滤波器的输入端，其平均波形是恒流而非恒
压的正弦波。这种电流模式控制法相对于电压模式，具有以下一系列优势：

PFM 电流模式控制的优点：

对于电压模式来说，如果输入网压 Vdc 上升，由于次级直流输出电压与次级绕组峰值
电压和开关管的开关频率有关，次级峰值电压上升就要求开关管的开通频率降低才能保持直
流输出电压不变。Vdc 上升时，刺激绕组峰值电压上升，经过变压器以及整流二极管，输出
电压也上升。上升的 Vo 经电流型误差放大器 TL431(有延时)使光耦 PC817 的原边电流增大，
从而使得光耦的副边等效阻抗下降，振荡器的振荡频率增加， LLC谐振网络的直流增益下
降，拉低输出电压而保持恒定。
然而， 这种针对输入电压的调整机理， 由于要经过滤波器和误差放大器的延时， 所以响
应较慢。电流模式可避开这些延时。即当 Vdc 上升时，加到谐振槽路上的电压增加，槽路
电流斜率以及采样原边电流电压 Vi 也增加。这样 Vi 的峰值将更快达到 Veao,导通时间不需
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