电容米勒效应.docx

设计电源时，工程师常常会关注与MOSFET导通损耗有关的效率下降问题。在出现较大RMS 电流的情况下，比如转换器在非连续导电模式(DCM)下工作时，若选择Rds(on)较小的 MOSFET，芯片尺寸就会较大，从而输入电容也较大。也就是说，导设计电源时，工程师常常会关注与MOSFET导通损耗有关的效率下降问题。在出现较大RMS 电流的情况下，比如转换器在非连续导电模式(DCM)下工作时，若选择Rds(on)较小的 MOSFET，芯片尺寸就会较大，从而输入电容也较大。也就是说，导通损耗的减小将会造成较 大的输入电容和控制器较大的功耗。当开关频率提高时，问题将变得更为棘手。
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图1 MOSFET导通和关断时的典型栅电流
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Cgd
中的寄生电容
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图3典型MOSfEt的栅电荷
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图4基于专用控制器的简单QR转换器
MOSFET导通和关断时的典型栅电流如图1所示。在导通期间，流经控制器Vcc引脚的峰值 电流对Vcc充电；在关断期间，存储的电流流向芯片的接地端。如果在相应的面积上积分, 即进行篿gate(t)dt,则可得到驱动晶体管的栅电荷Qg。将其乘以开关频率Fsw,就可得 到由控制器Vcc提供的平均电流。因此，控制器上的总开关功率(击穿损耗不计)为：
Pdrv = FswXQgXVcc (1)
如果使用开关速度为100kHz的12V控制器驱动栅电荷为100nC的MOSFET,驱动器的功耗即 为 100nCX100kHzX12V=10mAX12V=120mW。
MOSFET的物理结构中有多种寄生单元，其中电容的作用十分关键，如图2所示。产品数据 表中的三个参数采取如下定义：当源-漏极短路时，令Ciss = Cgs + Cgd；当栅-源极短路
时，令 Coss = Cds + Cgd；Crss = Cgd。
驱动器实际为栅-源极连接。当斜率为dt的电压V施加到电容C上时(如驱动器的输出电 压)，将会增大电容内的电流：
I=CXdV/d t (2)
因此，向MOSFET施加电压时，将产生输入电流Igate = II + I2，如图2所示。在右侧电 压节点上利用式(2)，可得到：
I1=CgdXd(Vgs-Vds)/d t=CgdX(dVgs/dt-dVds/d t)
(3)
I2=CgsXd(Vgs/dt) (4)
如果在MOSFET上施加栅-源电压Vgs，其漏-源电压Vds就会下降(即使是呈非线性下降)。
因此，可以将连接这两个电压的负增益定义为：
Vgs 口 Vds/口 Av二-(5)
将式(5)代入式(3)和式(4)中，并分解dVgs/dt,可得：
Vgs)二CgdXdVgs/dtX(l-Av) 口 Vds/口 II二CgdXdVgs/dtX(l- (6)
在转换(导通或关断)过程中，栅-源极的总等效电容Ceq为：
Igate=(CgdX(1-Av)+Cgs)XdVgs/dt=CeqXdVgs/dt
(7)
式中(1-Av)这一项被称作米勒效应，它描述了电子器件中输